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用 LGMA200DQ2 做 65W USB-PD 快充，满载时听到变压器啸叫，示波器测得开关频率跌到 20kHz 以下，输出纹波也明显变大。轻载和中载都正常，只有满载出现……
这是满载进入深度 CCM 后谷底检测失效的典型现象。建议：① 检查 FB 环路补偿，满载时不要让环路过冲把导通时间顶到最大；② 确认最小退磁时间设置，TDM 公式按 datasheet 第 7.2 节取值；③ 啸叫频段如仍存在，把变压器浸漆工艺确认一遍。附上我们 65W 参考设计的满载波形对比图，可直接比对……
PFC+QR 反激两级架构，GaN HEMT 开关频率 119kHz，传导测试 357kHz（3 次谐波）AV 值在 50% 负载超标 0.84dB，满载和 25% 负载都 OK。加大 X 电容和共模电感都有改善但过不了……
50% 负载恰是 QR 反激 DCM/CCM 临界点，di/dt 与开关频率组合最恶劣。三步走：① 50% 负载下重新扫描确认骚扰主路径（差模为主）；② 在整流桥后加一级小 DC 电感与现有 π 型滤波构成双级；③ GaN 开关管 RC 缓冲从 22Ω 调到 33Ω，牺牲一点点效率换 AV 裕量。我们内部 180W 验证板实测过此组合，357kHz 裕量可做到 3dB 以上……
LS2806 + LGaDC65R150N 的 Boost PFC，高压输入（220Vac）一切正常，90Vac 输入满载时 PFC 输出电压从 400V 掉到 360V 左右然后触发欠压保护。电感量和 MOS 都按规格书推荐选的……
90Vac 满载时 PFC 电感峰值电流最大，先确认两点：① 电流采样电阻压降是否让 OCP 过早介入——90Vac 时峰值电流约是 264Vac 的 2.9 倍，采样电阻要按最低输入满载选；② 交错检查 CS 引脚滤波时间常数，过大造成逐周期限流提前。建议按 datasheet 8.3 节公式重算，并把 90Vac 满载电感电流波形发我看看……
datasheet 里推荐 rg 范围比较宽，我在 PCB 上实测 10Ω、22Ω、47Ω 都试过，22Ω 时 VGS 波形振铃比 10Ω 还大，这是什么机理？回路布局上有什么讲究……
QR 反激输出 24V/7.5A，用 LS8060 驱动 SR MOS。轻载（<10%）时偶尔出现 SR 管误开通瞬间击穿，示波器抓到 VDS 有振铃诱发导通的迹象……
深 DCM 下振铃谷底电压低于导通判断阈值是常见误开通源。三招：① 确认 VD 检测引脚走线最短并直接接到 SR MOS 漏极，中间不要过孔换层；② 最小导通时间电容按轻载最深工况取；③ 若仍有个例，在 SR MOS 并联一个 1Ω+1nF 吸收支路压振铃幅度。另外 SR MOS 耐压按 ≥1.5× Vor 复核一遍……
用随机附赠的变压器设计仿真器算 PQ26/20 绕组损耗，效率计算值比实测高 0.8 个点左右，主要是铜损低估。漏感预测倒是挺准的。有什么修正经验……
QST GaN 入门系列 · 01
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基于 LS2806 + LGMA200DQ2 + LS8060 的完整两级架构：功率级选型推导、变压器设计参数、环路补偿实测曲线、EMC 预扫数据与整改记录，附完整 BOM 与关键波形。
从寄生参数角度量化合封方案相对分立方案的环路电感缩减、开关损耗下降与 EMI 改善，并结合 100W/200W 两档功率的实测数据给出适用边界。
梳理 GaN 器件高 di/dt/dv/dt 带来的共模/差模骚扰路径，对比 RC 缓冲、有源钳位、展频调制与滤波器组合在 3 次谐波频段的压制效果，附五个实测案例的整改前后对比。
以 65W~200W 三档功率为例，推导三模的临界负载点，量化开关损耗与振铃特性差异，给出按应用负载分布选择模态与最小关断时间的工程方法。
跟踪 NVIDIA HVDC 800V 白皮书与业界动态，分析 1200V/1800V 宽禁带器件在功率节点中的定位，以及 GaN 方案在服务器电源三级架构中的切入路径。
针对高频反激变压器常见的 PQ/EE 磁芯，对比 Dowell 一维解析模型与有限元仿真的绕组损耗预测，量化层间气隙、绕组端部效应引起的偏差并提出修正系数。
